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第一章绪论 第一章绪论 外辐射源雷达探测技术简介单基地雷达是一

归档日期:09-09       文本归类:反干扰      文章编辑:爱尚语录

  第一章绪论 第一章绪论 外辐射源雷达探测技术简介单基地雷达是一种将接收设备和发送设备放在一起的雷达。在现代电子战中 有源单基地雷达面临着四大威胁 电子干扰、反辐射导弹、超低空突防以及隐身技术。而双 基地雷达是将接收和发送设备分置的系统通常有两个以上的工作基地 由于收发分置 它在抗“四大威胁”方面表现

  第一章绪论 第一章绪论 外辐射源雷达探测技术简介单基地雷达是一种将接收设备和发送设备放在一起的雷达。在现代电子战中 有源单基地雷达面临着四大威胁 电子干扰、反辐射导弹、超低空突防以及隐身技术。而双 基地雷达是将接收和发送设备分置的系统通常有两个以上的工作基地 由于收发分置 它在抗“四大威胁”方面表现出极大的潜力。外辐射源雷达探测是利用广播、电视、卫星、民用通信基站等外部辐射源 通过接收空中运动目标的散射波 对空中目标进行定位和跟踪的一种检测方法 基地雷达的一种特殊形式。目前 外辐射源雷达探测所使用的外部辐射源大多为空中分布普遍的民用信号 这些信号包括 调频广播FM信号和电视信号 通信信号 如GSM、卫星信号、CDMA信号等 、GPS信号 敌方有源信号 如敌方预警机信号。外辐射源雷达在探测目标时具有以下优点 借用外辐射源自身不用发射能量 节省了大量经费。2 使用已存在的民用信号 使敌方难以分析判断和加以摧毁 从而提高了雷达的生存能力 减小了被干扰的可能性。3 由于大多数 广播、电视及通信 外辐射源的信号频率较低 用它来进行目标探测还有利于发现隐身飞机和巡航导弹之类的目标。4 工作于低频段 受天气变化影响小 工作可靠 且系统兼容性好。5 由于利用外辐射源 对于完全保持无线电寂静的目标也能进行探测。 鉴于以上优点 基于民用非合作照射源的无源雷达因其潜在的军事应用价值而备受重视。然而 由于采用外部不可控 不可预知 非协作的辐射源 外辐射源雷达探测的信号处理性能往往比较差 这增加了数据处理的负担。需要采用更复杂的信号处理手段 采取多辐射源、多接收站综合利用 并采用适用于非协作双 基地雷达系统的数据处理算法融合多站处理结果 提高整个系统检测以及跟踪性能。外辐射源雷达探测可以有以下几种组成方式 17 单辐射源单接收机 组成双基地系统 单辐射源空间分布的多接收机 组成多基地系统 多辐射源多接收机 组成多基地系统 单一辐射源单一接收机 接收机平台运动。 宽带数字接收系统的发展在通信、雷达、电子战、遥控遥测等无线电技术领域 无线电系统均以电磁 第一章 绪论 波为主要的处理对象。无线电系统中的接收天线把电磁波转化为电信号后馈入到接收系统进行后续处理。在20世纪70年代以前对电磁信号的处理主要以模拟处理方法为主 包括滤波、放大、混频、检波等。模拟处理方法不仅缺乏灵活性、可扩展性 而且每一环节都会引入各种不同程度的非线性失真 导致接收系统性能下降。80年代以后 随着微电子技术的迅猛发展 数字信号处理技术得到广泛应用 并逐步显现出模拟处理方式所无法达到的优越性。90年代中期以前 模拟数字转换 器件采样速度的限制 也受后续数字信号处理器件 DSP 所能达到的处理速度的限制 数字化信号处理主要还是在相对较窄的中频带宽上进行 为了满足A D窄带处理的要求 人们不得不在A D前进行多次模拟频率变换 把射频信号变换为带宽相对较窄的中频信号。随着对频谱带宽需求的不断增大 这种窄带数字处理方式已经无法满足越来越高的技术要求。从90年代中期以后 宽带数字信号处理技术开始受到高度重视 各种商品化的宽带、高速信号处理器件也大量涌现 为宽带数字化技术的工程实现奠定了基础 宽带数字接收系统的发展大致分为三个阶段第一阶段是基带数字接收。雷达接收机通常需要将接收到的带通实信号做正交变换形成基带复信号I、Q 以便充分利用带通采样信号所带的信息。如图1 1所示 基带数字接收机首先做正交相参检波 再通过两路A D变换器生成I、Q两通道正交数字信号。这种系统的I、Q两通道各自数字化使得两个通道的幅度、相位的一致性难以达到比较高的指标。并且模拟器件存在不一致性 且受温度、电压影响较大 加之模拟器件设计灵活性也较差 已经越来越不能适应现代对信号处理的要求。 带通滤波 低通滤波低通滤波I通道Q通道IF0cos wt0sin wtA DA 基带数字接收机原理框图第二阶段是中频数字处理接收。随着ADC技术、DSP器件的飞速发展 二十世纪80年代 数字化接收技术开始了中频数字处理。如图1 2所示 中频数字接收机在中频将雷达回波直接数字化 从而保留了信号的幅度和相位等信息 接着对数字化的数据依次做数字下变频变换、低通滤波处理 最终得到I、Q两路基带数字信号。中频数字处理采用数字混频技术消除了模拟器件带来的不稳定性和不确定性 大大提高了系统的灵活性以及抗干扰能力 降低系统的体积和成本。当前 由于A D的采样率与DSP的工作时钟的差别 以及I O的通道带宽 存储器的容量等因素的制约 数字处理的速度不能满足前端的A D要求。接收机要求的 第一章 绪论 高速AD与现有处理器能力之间的瓶颈限制了接收机数字化、软件化的发展。 fn0sin fnIF带通滤波 中频直接采样数字接收机原理框图第三阶段是将最新的高速率数字信号处理硬件和数字信号处理方法结合起来 使接收系统逐渐向着软件化的方向发展。日趋成熟的软件无线电方法 如多速率信号处理、带通信号处理等方法 在高速率的FPGA、DSP等硬件上的实现将数字接收机推向了一个崭新的发展时代。 综上所述 接收系统的发展趋势是 准确、实时、数字化、宽带和软件化。随着数字化技术的不断进步 更多的接收机功能和模拟电路将被数字化技术所代替 其中 对于数字部分的处理逐渐体现出软件化的趋势 并且这个趋势因为软件系统的可移植性和参数可修改性而变得越来越明显。美国科学家J Mitoia于1992年第一次提出了软件无线电的概念 其核心思想是使模数转换器、数模转换器尽量靠近天线 并且直接处理由射频信号转换来的数字信号。图1 3表示了模拟部分与数字部分以及其可软件化部分的关系 接收机模拟和数字部分以及软件化部分的关系当前 软件无线电接收机模型对于单个信号的接收有单通道软件无线电接收机 对于多个信号的同时接收有并行多通道软件无线电接收机模型和多相滤波器组信道化接收模型。单通道软件无线电接收机是指在同一时刻只能对所选择的一个信道的信号进行接收、解调和分析 而不能够对多个信号进行同时接收 16 。接收机进行接收和解调的目的实际就是提取信号的同相分量I和它的正交分量Q 如图1 4所示为单通道软件无线电数字接收模型 从本振信号可以看出 该模型将中心频率为02f 的信号下变频到基带。 第一章 绪论 fn0sin fn带通滤波IF Hz ImQm瞬时特征提取 单通道软件无线电数字接收模型并行多通道接收机是通过并联多个单通道接收机来实现的多个信号同时接收的 如图1 5所示 图中共有L个通道 可分别对A D采样带宽内的的L个信号 由L个本振频率12 L决定 进行接收处理。这种并行多通道结构模型组成原理简单 然而其系统复杂度高 在实现宽带信号的多信号同时接收时 信道数量非常大 所需的硬件资源多 不利于工程实现。本文旨在解决这些问题 提出一种多频点信号同时接收的接收方法。 射频处理前端A D特征提取 对I、Q两通道分别进行滤波识别解调分析信息输出特征提取 对I、Q两通道分别进行滤波识别解调分析信息输出特征提取 对I、Q两通道分别进行滤波识别解调分析信息输出 1cos wn2cos wn1sin wn2sin wncos Lwnsin Lwn 课题研究的背景和意义现代电子战场的电磁环境复杂多变 信号环境朝着密集化、复杂化、占用电磁频谱宽带化的方向发展。为了使外辐射源雷达接收系统达到同时接收不同频点信号的目的 目前传统的宽带阵列接收机采用多台单通道接收机并行工作或多通道接收机并行同步的工作的方法实现。这两种方法都可以实现并行的同时接收不同频点上的雷达信号 从而达到全频域覆盖的目的。然而多台单通道并行工作的方法增加了系统成本 也增加了整个并行系统同步工作的复杂度。当信道数比较大和指标要求比较高时 多通道并行同步工作的方法的信号处理复杂度会大幅增 第一章 绪论 而且该方法对器件的硬件资源要求很高。为满足电磁环境越来越复杂的信息化战场的需求 研究在外辐射源雷达的接收系统中实现同时多信号接收的新方法和技术以克服传统接收设备量大、复杂度高的不足 已经成为当前雷达接收领域的研究重点。存在很高的现实的国防价值和潜在应用价值。 本文研究的目的主要是探索基于多相滤波的信道化接收在外辐射源雷达接收部分的可用性与工程实现技术 以更好实现宽带输入信号的灵活接收。 本文安排本文主要对基于调频广播信号的外辐射源雷达接收系统进行研究。针对宽带输入信号中多个频点信号的同时接收 介绍了信道化接收的采样理论、多速率信号处理理论、多相分解理论和滤波器组理论 由此推导了一种运算量小、实现简单的外辐射源雷达宽带信道化接收技术。这种技术有利于克服传统的外辐射源雷达接收系统庞大 计算复杂的缺点。本文安排如下 第一章为绪论。简单介绍了双 基地雷达探测的优势宽带数字接收系统的发展趋势 以及软件无线电接收系统中单通道和多通道接收模型。阐述了对于多频点同时接收技术研究的重大意义。 第二章介绍了信道化接收的基本理论知识。首先介绍了信号采样理论 包括基本采样理论和带通采样理论 推导了带通采样理论中的最佳采样频率。然后介绍了多速率信号处理理论 包括抽取、多级抽取、数字滤波器设计和Noble恒等关系。最后推导了多相分解形式 阐述了信道化滤波器组的基本概念。 第三章由第二章的理论知识 推导了复数调制滤波器组的结构框架 阐述了信道划分和信道堆积的概念。并对该滤波器组框架进行了MATLAB仿真 分析了其结果的正确性和计算量上的优越性。最后 将此滤波器组框架应用于本文提出的外辐射源雷达两级滤波结构的信道化接收技术中 对其进行了MATLAB仿真和分析 验证了该接收技术的正确性和系统可实现性。 第四章基于MATLAB和FPGA的联合仿真框架 对第三章的外辐射源雷达两级滤波结构的信道化接收技术进行了FPGA仿真实验 详细介绍了在FPGA中降速模块、信道化模块、FIFO并串转换模块、FFT模块和信号分选模块等各个模块及其子模块的设计及实现。最终通过仿真分析验证了本文系统的可行性。 最后是工作总结与展望。 第二章 数字信道化接收的基本理论 第二章数字信道化接收的基本理论 本文所设计的多通道接收系统的理论基础是软件无线电技术。下面将首先介绍一下软件无线电理论 包括信号采样理论、多速率信号处理理论、多相分解及信道化滤波器组的基本概念。 信号采样理论软件无线电的核心思想是把模拟信号尽量的直接进行数字化 将其变换为适合于数字信号处理器 DSP 或计算机处理的数据流 16 。这里涉及到了两个非常重要的采样理论 Nyquist采样理论和带通采样理论。 Nyquist采样定理Nyquist采样定理 16 设有一个频率带限信号 xt 其频带限制在 Hf内如果以不小于sf 2Hf的采样速率对 xt进行等间隔采样 得到时间离散的采样信号 sxnxnT 其中1ssTf 称为采样间隔 则原始信号 xt将被所得到的采样序列 xn完全的确定。 由上述定理可以看出 如果以不低于信号最高频率两倍的采样率对带限信号进行采样 那么所得到的离散采样值就能准确的确定原信号。离散傅里叶变换的性质告诉我们 采样信号频谱是原信号频谱的周期性延拓。图2 1给出了不同的采样频率对应采样后的信号频谱与原始信号频谱之间的关系。 Hf XfwHf 原始信号的频谱图Xff Hf Hfsf2sfsf 采样后的信号频谱图第二章 数字信道化接收的基本理论 XffHf Hfsf2sfsf 采样后的信号频谱图Xff Hf Hfsf2sfsf 采样后信号频谱与原始信号频谱之间的关系图采样定理的意义在于 时间上连续的模拟信号可以用时间上离散的采样值来取代 是模拟信号数字化处理的理论基础。由图2 1可以看出 采样频率sf满足2sHff 采样后的频谱之间有一定的间隔称为过采样 upsampling 采样频率sf满足2sHff 采样信号的频谱刚好没有间隔也没有重叠 采样频率sf满足2sHff 采样信号的频谱发生重叠并且随着sf减小重叠区域增大 称为欠采样 downsampling 根据Nyquist采样定理的规定如果采样信号的最高频率成分为Hf 尽管该信号的带宽很窄 但采样率必须大于等于2Hf 例如 信号最高频率成分为501MHz 而信号带宽仅仅为2MHz 采样频率是否必须大于等于1002MHz呢 带通采样定理回答了这个问题 大可不必这样高的采样频率。 带通采样定理Nyquist采样定理讨论了频谱分布在 Hf上的基带信号。考虑中心频率较高的带限信号其频谱分布在有限频带 luff上 根据Nyquist采样定理的规定 尽管该带限信号的带宽很窄 但采样率必须大于等于2uf。若在uulfff 时仍然按照Nyquist采样定理来采样的线suff 的高采样率无疑会给A D变换和信号处理带来困难。此时自然考虑到能否使用比Nyquist采样率更低的速率来采样的问题 而带通采样定理正回答了这个问题。 数字下变频处理要求对中频信号进行直接采样 采样频率的选择以采样后不发生混叠为原则。 抗混叠带通滤波器输出的中频信号 IBxt 其中心频率IFf为几十兆赫兹以上 第二章 数字信道化接收的基本理论 而带宽ulBff通常为几千赫兹到几兆赫兹 中频带通实信号的频谱函数 IBXf的特点 是正负频谱分量是共轭对称的即正负频谱的幅度相等 相位相反 其单边带频谱就包含了 xt中的全部信息。将中频带通实信号的频谱左移载频IFf 滤除负频谱分量后乘以二就得到了信号复包络的频谱。 IFf IFfuf lf lfuff IBXf0B 中频带通实信号的频谱函数根据奈奎斯特采样定理的规定 尽管该信号的带宽很窄 中频带通采样时的采样频率sf应满足2suff uf是信号的最高频率。对中心频率较高的中频带通信号 2suff 的采样率无疑会给A D变换和信号处理带来困难。分析表明 对于中频带通信号 采用带通信号采样定理使频谱不混叠的采样频率sf可以为欠采样。欠采样具有类似于变频的作用 完成频谱搬移功能。对带通信号进行欠采样处理 可以将信号频谱从高中频线性地搬移到较低的频率上 甚至搬移到零中频 在低频率上利用带通滤波器或者低通滤波器 就可以将信号提取出来。 带通采样定理 对于中心频率为IFf信号带宽为ulBff 的带通信号 采样频率为 221ulsfffmm 中uf和lf分别为信号的上截止频率和下截止频率m满足 max1int ufmmB 其中intx为取整运算 表示取不大于x的最大整数。 由带通信号采样定理可以得到以下结论 如图23所示 该定理定义了maxm个无频谱混叠的采样频率区域 21mulsfmfm max mm。而在图中的阴影区域将发生频谱混叠 这说明不是采样频率大于某个值就一定不会发生频谱混叠。 第二章 数字信道化接收的基本理论 10 02sfBufB1m 2m 3m 4m 5m 6m 2suff suff 2suff当取maxmm 2sfB。这说明带通采样信号采样的最低频率为信号带宽的两倍 它对应图2 3中每楔形区域的顶点。当max2mm 采样频率22suBff是欠采样。 尽管带通信号采样的最低采样频率可以为信号带宽的两倍即2sfB 但实际一般取2sfB 因为若取2sfB 则对信号来说 保护带为零 对采样频率来说 频偏误差容限为零。这样 无论是信号频带的偏差 还是采样频率的漂移 均会造成采样后信号频谱的混叠。同理 由于无混叠采样频率区域与引起混叠的区域交叉出现 当采样频率取式 的边界频率时信号频带的偏差或采样频率的漂移 也会造成采样后信号频谱的混叠。所以实际中最好取上下边界采样频率的中间值作为采样频率 3可见随着m的增大 采样频率sf降低 但无混叠的采样区域也随之减小。因此 从这个意义上讲 采样频率sf不宜取得过低。 最佳采样频率的选择从教材文献 16 中可以看到带通采样定理的另一种描述为如下 带通采样定理 16 设一个频率带限信号 xt 其频带限制在 LHff内 如果其采样速率sf满足 21LHsfffm m取能满足2sHLfff 的最大整数。

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